电荷泵(开关电容)之电路结构

电荷泵(charge pump)又称为电容式开关稳压器，在和基于电感的DC-DC开关电源相比较的时候，又称之为无感式DC-DC电源变换器，电荷泵采用电容为储能元件。DC-DC开关电源分类如下：

1.开关电容DC-DC转换器基础原理分析

近年来，智能手机的广泛普及带动了便携电子设备的飞快增长，人们对小型、低功耗电子产品的追求，促进了集成电路飞速发展。对于应用在便携式设备的场合，具有集成度高的开关电容型的 DC-DC 转换器优于其他电源管理方案。开关电容DC-DC转换器又常称为电荷泵开关电源，只采用电容作为储能元件，通过电容的周期性充电和放电来转移能量，即通过周期性地搬运电容上的电荷来输送功率。

1.1下图为一1/2转换比开关电容DC-DC转换器的开关拓扑结构。

五个开关S1-S5和两个电容C1、C2共同组成了该拓扑结构的能量转换部分，且两个电容值大小相等C1=C2=C，f1、f2是两组波形相反的驱动信号，驱动信号f1控制开关S1和S5，驱动信号f2控制开关S2、S3、S4。输出端由负载电容CL与负载电阻RL组成。

可通过分析该电路的稳态特性来分析该结构的转换比，稳态特性指的是电容通过有限个周期进行充放电操作后，该电路的输出电压将趋于稳定。

当f1为高电平、f2为低电平时，开关 S1、S5导通，S2、S3、S4断开，输入电压Vin为两个电容充电，电路为充电模式，电容C1、C2通过串联的方式接至输入电压Vin，且左侧通路与右侧的负载通路断开，此时负载电容CL为负载提供负载电流，Vout缓慢下降，有：

由于C1=C2，所以：

当f1为低电平、f2为高电平时，开关S1、S5断开，S2、S3、S4导通，此时电路处于放电模式，电容C1、C2并联之后经过开关S4与输出负载电容CL相连，电容C1、C2将存储的电荷转移到负载电容CL中，输出电压上升，有：

当充电模式输出电压的下降量等于放电模式输出电压的上升量时，可视为电荷泵电路已经达到稳态；当驱动信号频率足够高或者输出电容CL足够大时，输出电压Vout的变化量很小，此时电路有着稳定的直流输出，即实现了1/2倍压转换的目的。

1.2传统升压电荷泵电路的工作原理

如下图所示，升压电荷泵由四个PMOS管，飞电容C_fly，输出稳压电容C_out组成。

其中四个PMOS管的栅极接入对应的时钟信号，如下图所示。

根据时钟信号的不同，PMOS管的工作状态在线性区和截止区交替变化，PMOS管可以等效成开关，从而可以根据时钟信号的不同，等效成下图。

CLK1和CLK2为两相非交叠时钟，一个时钟周期是由t1、t2、ts 组成，其中ts为死区时间。当时钟位于t1阶段时，CLK1处于低电平，CLK2处于高电平。此时M1、M4处于线性区，相当于开关闭合。M2、M3处于截止区，相当于开关断开。整个电路的状态为电源Vin为飞电容C_fly进行充电。此时如果忽略处于线性区MOS 管的导通电阻及外接负载，A点的电压为VA=Vi，B点的电压VB=0，V_f为C_fly两端的压差，此时V_f为：

当时钟位于t2阶段时，CLK1处于高电平，CLK2处于低电平。M1、M4处于截止区，M2、M3处于线性区。整个电路的状态是飞电容C_fly为输出稳压电容Cout充电。此时如果忽略处于线性区MOS管的导通电阻及外接负载，因为电容两端的压差不能发生突变，VB=Vin，所以：

当时钟位于ts阶段时，CLK1、CLK2都处于高电平，保证四个PMOS都处于截止区。如果两相时钟控制信号不含有死区时间，那么在时钟信号发生跳变时，由于MOS开关管寄生电容的存在，MOS开关的工作状态无法随时钟信号的变化而迅速发生变化，这样电路可能会存在开关管全部导通的状态，飞线电容和输出稳压电容就存在对地通路，造成电荷的泄露。而在时钟控制信号中加入死区时间即使用两相非交叠时钟控制电路，可以避免这个问题的发生。

1.3反压电荷泵电路

反压电荷泵电路的工作原理、结构组成与升压电荷泵基本相同，如下图所示，反压电荷泵由M1、M2、M3、M4共四个PMOS管组成，Cfly为飞线电容，Cout为输出稳压电容。

CLK1和CLK2为两相非交叠时钟如下图，一个时钟周期由t1、t2和ts组成。

根据时钟信号的不同，PMOS管的工作状态在线性区和截止区交替变化，PMOS管可以等效成开关，从而可以根据时钟信号的不同，等效成下图。

当时钟周期位于t1时刻时，CLK1处于低电平，CLK2处于高电平。M1、M3处于线性区，相当于开关闭合。M2、M4处于截止区，相当于开关断开。如果忽略处于线性区MOS管的导通电阻及外接负载，Cfly上级板A点的电压VA=Vin，Cfly下级板B点的电压VB=0，Cfly两端的压差为：

当时钟周期位于t2时刻时，CLK1处于高电平，CLK2处于低电平。M1、M3处于截止区，相当于开关断开。M2、M4处于线性区，相当于开关闭合。如果忽略处于线性区MOS管的导通电阻及外接负载，Cfly上级板A点电压VA=0，因为飞电容Cfly两端的压差Vf不能发生突变，所以此时Cfly下级板B点的电压即输出电压为：

2.其他电荷泵电路结构

2.1 Cockcroft-Walton电荷泵

最早被提出来的电荷泵架构是Cockcroft-Walton电荷泵，是由两位物理学家JohnDouglas Cockcroft和 Ernest Thomas Sinton Walton提出来的，因为粒子加速器中需要实现大于800000V的高压，而正是有了该电荷泵的帮助，才能够达成这一目标电压，帮助他们获得了1951年的诺贝尔物理学奖。

Cockcroft-Walton电荷泵系统的简化电路原理图如下图所示，原理图的左边是三个串联的电容C_A、C_B和C_C，这几个电容大小相等均为C，电容C_A与电源Vin连接。两个波形相反的方波信号控制开关交替导通，当方波信号为高电平时，相对应的开关会闭合。在方波信号CLKA为高电平时，电容C1和C_A并联在一起，同时被充电至电源电压Vin。而在下一个方波信号CLKB为高电平时，电容C1和C_B并联在一起，这时电容C1会把上个周期存储的电荷共享给电容C_B，根据电荷共享原理，如果C1与C_B的大小相等，那么两个电容的电势差相同均为Vin/2。当方波信号CLKA高电平到来时，C2和C_B两个电容并联，因为电容C_B的电势差是Vin/2，同样根据电荷共享原理，在两个电容大小一样的情况下，它们的电压差同时变成Vin/4，此外，电容C1又会再次被输入电压充电至Vin。电容经过多个周期的充放电之后，电压在多个电容之间持续叠加，最终输出电压将会达到输入电压的三倍，即3Vin完成升压操作。

在集成电路中一般不使用Cockcroft-Walton电荷泵，该电荷泵目前主要应用在需要提供极高电压的设备上，例如X射线管(X-ray Tube)、粒子加速器和一些静电设备。

2.2 Dickson电荷泵

一般认为Dickson电荷泵是最早的可集成于片上的电荷泵电路，它克服了Cockcroft-Walton电荷泵的缺陷，Dickson电荷泵占用面积小且易集成于片上。它和Cockcroft-Walton电荷泵的工作原理类似，不同点在于Dickson电荷泵中的电容和开关器件是并联关系，而Cockcroft-Walton电荷泵中的电容和开关器件则是以串联方式连接。由于采用并联方式，Dickson电荷泵中泵升电容两端的电压大大增加，但在实际运行过程中该电压并不会影响电荷泵的器件和性能。一开始Dickson电荷泵中的开关器件还是使用二极管，后来多用互补型金属氧化物场效应管(Complementary Metal Oxide Semiconductor，CMOS)来代替二极管作为开关器件使用。

开关器件为二极管的Dickson电荷泵如下图所示，两个波形相反的时钟信号控制电荷泵，设方波信号的电压幅值为V_clk，图中已标出每个节点的电压，二级管作为开关使用保证了电流只能从电源流向负载。

例如V_n和V_n+1之间的节点电压可表示为：

其中V_D为二极管的导通压降，电荷泵系统对负载供电时部分电荷从节点处流走导致的电压下降，损失的这部分电压即为V_L，由于寄生电容的影响，V'_clk指的是控制信号在节点处的电压实际值，该电压为寄生电容和泵升电容对控制信号电压幅值的分压，如下式所示：

其中C和Cs分别为泵升电容值和寄生电容值。在每个信号周期内，负载从电荷泵中得到的电荷量Q_T为：

f为控制信号的频率，稳定工作后负载从电荷泵索取的电流为：

对于一个N级Dickson电荷泵，其输入电压就是电源电压Vin，那么输出电压与输入电压的压差为：

在实际电荷泵电路的设计中，为了防止输出端的电荷回流，通常在输出端增加一个二极管，但是由于二极管具有前向导通压降，所以最终Dickson电荷泵的输出电压表达式为：

从上式可以看出，因为有二极管导通压降V_D、寄生电容C_s和输出电流I_out的存在，所以其输出电压较不带负载时的理论值要小得多，二极管上损失了大量的电压，并且电荷泵的级数越多，损失的电压就越多，同时也会拉低电荷泵的效率。除此之外，还能够发现虽然输出电压会随着Dickson电荷泵级数的增多而变高，但是输出电流并不会随着级数增多而变大，所以Dickson电荷泵对负载的驱动能力与电路本身的级数无关

当电荷泵输出端带负载时，电荷泵的输出电压中就会存在纹波，设外接电容为C_out，输出端负载为R_L，则输出电压纹波V_ripple的表达式为：

从上式可见，在已知负载大小的情况下，输出电容值越大，电荷泵输出电压的纹波则越小，但是随着电容值的增加芯片面积也会增大，同时还会延长电荷泵的升压时间。

2.3交叉耦合电荷泵

交叉耦合开关电容电荷泵是一种很好的选择，早期多是转换比为×2的升压电路结构；后经过优化设计衍生出很多高性能的拓扑结构，同时拥有更大的电压转换比，系统的电压转换效率也更高。下图为一种转换比×2的交叉耦合电荷泵。

该电荷泵系统通常用在低电源电压的设备中，它由四个PMOS管、四个NMOS管、两个电容C1、C2(C1=C2)以及一个负载电阻R、负载电容C构成，其中PMOS衬底接电源、NMOS衬底接地，从而避免闩锁效应。此外还有两组相位相反的时钟信号Phase1、Phase2。

电路的具体工作原理为：当Phase1为高电平时，NMOS管NM1、NM3导通，并将电容C1两端电压充至输入电压Vin，当Phase1转换为为低电平时，PMOS管PM1、PM3导通，电容与输入电压Vin为串联关系，负载电容C被充至2Vin；至此完成对输入电压的倍增，所以交叉耦合电荷泵又被称为电压倍增器。

电路的右半边与左半边工作原理一样，电路左右两边交替为输出电容C充电，这样做的好处是等效的时钟频率为2f_cLk，所以在输出电容持续为负载R供电的过程中，输出电压不会出现明显下降，且输出电压Vout的纹波较小。交叉耦合电荷泵相较于Dickson电荷泵的另一个优点就是：电路当中均是MOS管充当开关器，而不是把二极管当做开关来使用，MOS管的导通压降相较于二极管低得多，所以得到的输出电压也就更大，电荷泵系统的电压转换效率也会提高。

2.4四相时钟电荷泵

采用非交叠时钟的四相位电荷泵如下图所示。

(1)时钟信号F3为高电平，时钟信号F1、F2、F4为低电平，M_c2管开启；

(2)时钟信号F1、F3为高电平，时钟信号F2、F4为低电平，时钟信号F1的高电平与电容C1串联通过晶体管M_c2管为电容C_G2充电，逐渐抬高M2管的栅极电位，M2管的栅极与漏极电位逐渐一致；

(3)时钟信号F2、F3、F4为低电平，F1仍然为高电平，M_c2管关闭，M2管的栅漏极断开连接，同时，因为F3转为低电平导致M2管源极电压变低，M2管而开始导通；

(4)时钟信号F1、F2为高电平，F3、F4为低电平，F2的高电平与已经充过电的电容C_G2串联达至更高的电位，M2管的栅极电位被抬高，其栅极电位远高于漏极，F1的高电平与电容C1上的电位叠加通过M2管将电荷转移至源端。没有了阈值损耗，使得电容C1能够提供更大的充电电流为电容C2和电容C_G3充电；

(5)时钟信号F2、F3、F4为低电平，时钟信号F1仍然为高电平，M2管栅端电压低于漏端电压开始被关断；

(6)时钟信号F1、F3为高电平，时钟信号F2、F4为低电平，M_c2管导通，M2管的栅极与漏极电位逐渐一致，使M2管能迅速截止；

(7)时钟信号F1、F2、F4为低电平，时钟信号F3为高电平，M2管迅速截止并由于M_c2管导通而使栅极与漏极处于同电位；

(8)时钟信号F3、F4为高电平，时钟信号F1、F2为低电平，M3管栅极电位高于源漏两端电位M3管导通，电容C2通过M3管对电容C3进行充电，在经过一定周期后电荷被一级级传送至输出端。通过上边分析可知，该电荷泵巧妙地通过提高开关管开启时的栅压来减小开关管的阈值损耗。考虑到输出电流的存在，N阶四相位电荷泵的理论输出电压Vout为：

级数相同的四相电荷泵相较于Dickson电荷泵来说，该电荷泵的输出电压、转换效率更高，同时输出电压的上升时间也比较短，此外还削弱了体效应带来的影响。但是缺点也很明显，相较于普通的电荷泵多了两组控制信号，这也额外增加了电路的复杂程度。